IP1827TRPBF International Rectifier, IP1827TRPBF Datasheet

Page 1

FEATURES   Wide input application 1.5V―16V   Single 3.3V or single 5V application    Output Voltage Range: 0.6V to 0.75*Vin   0.5% accurate Reference Voltage   Programmable Switching Frequency up to 1.5MHz   Programmable Soft‐Start   Enable input with Voltage Monitoring Capability   Remote Sense Amplifier with True Converter  Voltage Sensing    Thermally compensated Hiccup Mode   Over Current Protection   Over‐voltage protection   Pre‐Bias Start up   Body Braking to improve transient   Integrated MOSFET drivers and Bootstrap diode    Operating temp: ‐40 o C<Tj<125  Thermal Shut Down   Power Good Output with Window Comparator    Small Size 7.7mmx7.7mm LGA   ...

Page 2

... PIN 9 PIN 3 EN VCC PIN 14 PIN 10 PGD PGND OCSET PIN 13 PIN 11 PVCC PIN 12 PIN 4 Figure 3: iP1827 Package Bottom View  7.65mm x 7.65mm LGA  Tape and Reel Qty  2000  iP1827   Part Number  iP1827TRPbF  97599 ...

Page 3

FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM  EN_CP UVCC VCC Thermal Shutdown Charge Pump LDO PVCC UVPVCC En UVEN Clock Rt & OScillator Ramp 1V Comp Fb Vref E/A 20uA POR 200mV Fault SS Voso Vosm Vosp 3 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  OCP IntVcc Fault SW ...

Page 4

TYPICAL APPLICATION DIAGRAM  Vin=12V C VCC VCC=3.3V 10uF VCC C PVCC 4.7uF PVCC PGood PGD 36 0.1 uF BiasGnd LGnd Figure 5: iP1827 Application Circuit Diagram for a 12V to 1.8V, 25A Point of Load Converter  4 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator    49.9 K ...

Page 5

PIN DESCRIPTIONS  PIN # PIN NAME 1  VIN  2  SW  3  PGND  4  PVCC  5  SS  6  LGND  7  VOSM  8  VOSP  9  RT  10  VCC  11  OCSET  12  BIASGND  13  PGD  14  EN  15  VOSO  16  COMP  17  FB    ...

Page 6

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS    VIN  VCC  PVCC  SW  BOOT  Input/output pins, except PGD, Vosp and Voso  PGD, Vosp and Voso  PGND to LGND, BIASGND to LGND, Vosm to LGND  Storage Temperature Range  Junction Temperature Range  ESD Classification  Moisture Sensitivity level    Note 1: Must not exceed 8V.  Note 2: PVCC must not exceed 7.5V for Junction Temperature between ‐10°C and ‐40°C.  Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings  only and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the  specifications are not implied. These devices are ESD sensitive, observe handling precautions to prevent electrostatic discharge damage.    6 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  ‐0.3V to 25V  ‐0.3V to 3.9V  ‐0.3V to 8V (Note 2)  ‐0.3V to 25V (DC), ‐4V to 25V (AC, 100ns)  ‐0.3V to 33V  ‐0.3V to VCC + 0.3V  ‐0.3V to PVCC + 0.3V (Note 2)  ‐0.3V to + 0.3V  ‐55°C to 150°C  ‐40°C to 150°C  JEDEC Class 1C (1KV)  JEDEC Level 3@250°C  iP1827 97599 ...

Page 7

ELECTRICAL  SPECIFICATIONS  RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS  SYMBOL  VIN  Input Voltage  PVCC  Supply Voltage  VCC  Supply Voltage  Boot to SW  Supply Voltage  V   Output Voltage    Output Current  O Fs  Switching Frequency  T   Junction Temperature  J     ELECTRICAL CHARACTERISTICS  Unless otherwise specified, these specification apply over, 1.5V < Vin < 16V, 3.13V < Vcc < 3.46V. 0 o Typical values are specified at T  = 25 A PARAMETER  Power Loss  Power Loss  P   LOSS MOSFET R ...

Page 8

PARAMETER  SYMBOL  VCC – Start – Threshold  VCC_UVLO_Start  VCC – Stop – Threshold  VCC_UVLO_Stop  Enable – Start – Threshold   Enable_UVLO_Start  Enable – Stop – Threshold   Enable_UVLO_Stop  Oscillator  Rt Voltage      Frequency Range  F   S Ramp Offset  Ramp (os)  Min Pulse Width  Dmin (ctrl)  Fixed Off Time    Max Duty Cycle  Dmax  Error Amplifier  Input Bias Current  IFb(E/A)  Input Bias Current  IVp(E/A)  Sink Current  Isink(E/A)  Source Current  Isource(E/A)  Slew Rate  SR  Gain‐Bandwidth Product  GBWP  DC Gain  ...

Page 9

PARAMETER  Shutdown Output  SD  Threshold  Bootstrap Diode  Forward Voltage     Switch Node  SW Leakage Current  lsw  Charge Pump (PVCC)  Output Voltage  PVCC  Oscillator Frequency  Fs_CP  Body Braking  BB Threshold  BB_threshold  Power Good  Power Good Lower  VPG (lower)  Threshold  Lower Threshold Delay  VPG (lower)_Dly  PGood Voltage Low  PG (voltage)  Leakage Current  I LEAKAGE Over Voltage Protection (OVP)   OVP Trip Threshold  OVP (trip)  OVP Fault Prop Delay  OVP (delay)  Over‐Current Protection  OC Trip Current  I   TRIP SS Off Time  ...

Page 10

TYPICAL OPERATING CHARACTERISTICS (‐40°C ‐ 125°C)  Icc (Standby) 600 560 520 480 440 400 360 320 280 240 200 -40 - Temp (Standby) PVcc 200 180 160 140 120 100 -40 - ...

Page 11

TYPICAL OPERATING CHARACTERISTICS (‐40°C ‐ 125°C) VCC_UVLO_Start 3.1 3.05 3 2.95 2.9 2.85 2.8 2.75 2.7 2.65 2.6 -40 - Temp [ C] PVCC_UVLO_Start 4.4 4.36 4.32 4.28 4.24 4.2 4.16 4.12 4.08 4.04 4 -40 - ...

Page 12

TYPICAL OPERATING CHARACTERISTICS (‐40°C ‐ 125°C)    R DSON 6 5.75 5.5 5.25 5 4.75 4.5 4.25 4 3.75 3.5 -40 -20 2.7 2.5 2.3 2.1 1.9 1.7 1.5 1.3 -40 -20 12 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  of Control FET over temperature at PVCC=5V 0 ...

Page 13

THEORY OF OPERATION    INTRODUCTION  The iP1827 uses a PWM voltage mode control scheme with  external compensation to provide good noise immunity  and maximum flexibility in selecting inductor values and  capacitor types.   The switching frequency is programmable from 250kHz   to 1.5MHz and provides the capability of optimizing the  design in terms of size and performance.   iP1827 provides precisely regulated output voltage  programmed from 0.6V to 0.75*Vin using two external  resistors. The iP1827 is capable of operating with either   a 3.3V Vcc bias voltage (3.13V to 3.46V) or a PVcc bias  voltage from 4.5V to 7.5V, allowing an extended operating  input voltage range from 1.5V to 16V.   The device utilizes the on‐resistance of the low side  MOSFET as the current sense element; this method  enhances the converter’s efficiency and reduces cost by  eliminating the need for external current sense resistor.   iP1827 includes two low R  MOSFETs using IR’s HEXFET  ds(on) technology. These are specifically designed for high  efficiency applications.    BIASING THE IP1827  The iP1827 offers flexibility in choosing the bias supply  voltage as it is capable of operating with a 5V bias voltage  as well as a 3.3V bias voltage (Figure 1 and Figure 32) If it is  preferred to use a 5V bias voltage, this should be applied  between the PVcc pin and the local bias PGnd (pin 12),  with the Vcc pin tied to the local bias PGnd also.  6.5 6.45 6.4 6.35 6.3 6.25 6.2 6.15 ...

Page 14

Bus Voltage (12V ) 10 nable Threshold = 1.2V Figure 7a: Normal Start up, Device turns on   when the Bus voltage reaches 10.2V  Bus Voltage (12V) PVcc(5V) or Vcc(3.3V) Figure 7b: Recommended startup sequence   with Vcc or PVcc   PRE‐BIAS STARTUP  iP1827 is able to start up into pre‐charged output,   which prevents oscillation and disturbances of the   output voltage.   The output starts in asynchronous fashion and keeps the  synchronous MOSFET off until the first gate signal for  control MOSFET is generated, following which, the  synchronous MOSFET starts with a narrow duty cycle of  12.5% and gradually increases its duty cycle in steps of  12.5%, with 32 cycles at each step until the end of pre‐bias.     14 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  ...

Page 15

POR 0.8V 0.2V Vss Vout Figure 10: Theoretical operation waveforms during soft‐start  OPERATING FREQUENCY   The switching frequency can be programmed between  250kHz – 1500kHz by connecting an external resistor from  R  pin to Gnd. Table 1 tabulates the oscillator frequency  T versus R .  ABLE    WITCHING  REQUENCY VS   XTERNAL  Fsw (kHz)  R  (kohm)  T 250  88.7  300  73.2  400  54.9  ...

Page 16

An overcorrect detection trips the OCP comparator,  latches OCP signal and cycles the soft start function in  hiccup mode. The hiccup is performed by shorting the   soft‐start capacitor to ground and counting the number of  switching cycles. The Soft Start pin is held low until 4096  cycles have been completed. Following this, the OCP signal  resets and the converter recovers. After every soft start  cycle, the converter stays in this mode until the overload  or short circuit is removed.   For the iP1827, the Sync FET is turned OFF on the falling  edge of a PWMSet or Clock signal that has duration of 25%  of the switching period. For operation at the maximum  duty cycle, the OCP circuit samples current for 40 ns,  starting 40 ns after the low drive signal for the Sync FET >  70% of PVcc.  ABLE    VERCURRENT SETTING VS   XTERNAL  I  (A)  External Rocset (kohm)  otrip 15  2.61  16  2.94  17  3.24  18  3.65  19  4.02  20  ...

Page 17

In applications where only local sensing is required for  feedback, the remote voltage sensing pins of the iP1827  may be dedicated to sensing the output for power good  indication and overvoltage protection.   POWER GOOD OUTPUT AND   OVER‐VOLTAGE PROTECTION  The IC continually monitors the output voltage via output  of the remote sense amplifier (Voso pin). The Voso voltage  forms an input to a window comparator whose upper and  lower thresholds are 0.7V and 0.51V respectively. Hence,  the Power Good signal is flagged when the Voso pin  voltage is within PGood window, i.e., between 0.51V and  0.69V, as shown in Figure 12a. The PGood pin is open drain  and it needs to be externally pulled high. High state  indicates that output is in regulation. Figure 12a also shows  the PGood timing diagram with a 256 cycle delay between  the Voso voltage entering within the thresholds defined by  the PGood window and PGood going high  If the output voltage exceeds the over voltage threshold  0.7V, an over voltage trip signal is asserted; this will turn  off the high side driver and turn on the low side driver until  the Voso voltage drops below the 0.7V threshold. Both  drivers are then turned off until a reset is performed by  cycling Vcc (or PVcc/Enable) or until another OVP event  occurs turning on the low side driver again.  Figure 12b shows the response in over‐voltage condition.  0.8V 0. Voso 0.51V 0 PGD 0 256/Fs 256/Fs Figure 12a: iP1827 Power Good Signal Timing Diagram  17 January 24, 2011   |   V1.2  ...

Page 18

MINIMUM ON TIME CONSIDERATIONS  The minimum ON time is the shortest amount of time for  which the Control FET may be reliably turned on, and this  depends on the internal timing delays. For the iP1827,   the minimum on‐time is specified as 50 ns maximum.   Any design or application using the iP1827 must require a  pulse width that is at least equal to this minimum on‐time  and preferably higher than 100 ns. This is necessary for the  circuit to operate without jitter and pulse‐skipping, which  can cause high inductor current ripple and high output  voltage ripple.  MAXIMUM DUTY RATIO CONSIDERATIONS  For the iP1827, the upper limit on the operating duty ratio  is set by the duration of the PWMSet pulse or by the 200  ns fixed off‐time, whichever is higher. Since the PWMSet  pulse has a 25% duty cycle, this limits the maximum duty  ratio at which the iP1827 can operate, to 75%. At switching  frequencies above 1.25 MHz, however, the maximum duty  ratio is set by the 200 ns fixed off‐time. Thus, at switching  frequencies above 1.25 MHz, higher the switching  frequency, the lower is the maximum duty ratio at which  the iP1827 can operate. Figure 13 shows a plot of the  maximum duty ratio v/s the switching frequency, with 200  ns off‐time.  76% 75% 74% 73% 72% 71% 70% 69% 68% 67% 66% 250 350 450 550 650 ...

Page 19

DESIGN PROCEDURE   APPLICATION INFORMATION  Design Example  The following example is a typical application for iP1827.  The application circuit is shown on page 1.  V  = 12V (13.2V max)   = 1.8V  = 25A  o  ΔV  (transient) ≤ ±90mV for ΔIo = 10.5A @ 2.5A/µs  o ΔV (ripple) ≤ ±13.5mV (±0.75%)  o  F = 600kHz  s  ENABLING THE IP1827  As explained earlier, the precise threshold of the Enable  lends itself well to implementation of a UVLO for the   Bus Voltage.  iP 1827 Enable For a typical Enable threshold of V  = 1.2 V    ...

Page 20

For our design, R  is selected to be 604 ohm.   bot This selection is based on a trade‐off between two  considerations:   1) The resistive divider should be as low impedance as  possible in order to have minimal impact on the  impedance seen at the Vosp and Vosm pins.  2) The resistive divider should have high enough  impedance so as to minimize the bleed current from  the output.  Hence, from Equation (9), R  = 1.21K.  top In order to ensure that the Vosp and Vosm see balanced  impedances, it is advisable to use R comp   402 Ω comp top bot SOFT‐START PROGRAMMING  The soft‐start timing can be programmed by selecting the  soft‐start capacitance value. From (1), for a desired start‐ up time of the converter, the soft start capacitor can be  calculated by using:     ...

Page 21

OUTPUT CAPACITOR SELECTION  The voltage ripple and transient requirements determine  the output capacitors type and values. The criteria are  normally based on the value of the Effective Series  Resistance (ESR). However the actual capacitance value  and the Equivalent Series Inductance (ESL) are other  contributing components. These components can be  described as:         ESR ) o ( ESL )    ESR o ...

Page 22

V Z OSO E REF Gain(dB) H( Figure 18: Type II compensation network   and its asymptotic gain plot  The transfer function (V /V ) is given by:  e oso Z       ...

Page 23

By replacing Z  and Z according to Figure 19, the transfer  in f   function can be expressed as:        C       ...

Page 24

These result in:  F =26.53kHz  =4.4MHz  ESR F /2=300kHz  s Select crossover frequency F =110 kHz  o Since F <F <F /2<F , Type III is selected to place   ESR the pole and zeros.  Detailed calculation of compensation Type III:  Desired Phase Margin Θ = 80°    1 sin   9.62 kHz    ...

Page 25

TYPICAL OPERATING WAVEFORMS  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=0A ‐ 25A, Room Temperature, no airflow  Figure 20: Start up at 25A Load  , Ch :V , Ch :V ,  Figure 22 : Start up with 1V Pre Bias , 0A Load, Ch Figure 24 : Inductor node at 25A load  Ch :LX 2   25 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator    :Enable   4     :V , Ch :V   Figure 23: Output Voltage Ripple, 25A load  ...

Page 26

TYPICAL OPERATING WAVEFORMS  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=3.5A ‐ 14A, Room Temperature, no airflow     Figure 26: Transient Response, 3.5A to 14A step (2.5A/us)  26 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator        2 out iP1827     97599 ...

Page 27

TYPICAL OPERATING WAVEFORMS  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=3.5A ‐ 14A, Room Temperature, no airflow     Figure 27: Transient Response, 24.5A to 25A step (2.5A/us)  27 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator    out iP1827     97599 ...

Page 28

TYPICAL OPERATING WAVEFORMS  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=0A ‐ 25A, Room Temperature  Figure 28: Bode Plot at 25A load shows a bandwidth of 110.88kHz and phase margin of 51.29 degrees  28 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  iP1827   97599 ...

Page 29

TYPICAL OPERATING WAVEFORMS  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=0A ‐ 25A, Room Temperature, No airflow  2 4.5 4 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  7.5 10 12.5 15 17.5 Iout (A) ...

Page 30

THERMAL IMAGES  Vin=12.0V, Vcc=3.3V, Vo=1.8V, Io=0A‐25A, Room Temperature, 200 LFM  30 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  Figure 31: Thermal Image of the board at 25A load  Test point 1 is iP1827  Test point 2 is inductor    iP1827   97599 ...

Page 31

OTHER APPLICATION CIRCUITS    31 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  Figure 32: Application with external PVCC=5V    Figure 33: Single 5V application  iP1827     97599 ...

Page 32

Vin=3.3V PVCC PGood PGD Rt SS LGnd BiasGnd 32 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  Vin VCC En OCSet SW Vosp Vosm Voso Fb Comp PGnd Figure 34: Single 3.3V Application  iP1827 Vo   97599 ...

Page 33

LAYOUT CONSIDERATIONS  The layout is very important when designing high  frequency switching converters. Layout will affect noise  pickup and can cause a good design to perform with less  than expected results.  Make all the connections for the power components in   the top layer with wide, copper filled areas or polygons.   In general, it is desirable to make proper use of power  planes and polygons for power distribution and heat  dissipation.  The inductor, output capacitors and the iP1827 should be  as close to each other as possible. This helps to reduce the  EMI radiated by the power traces due to the high switching  currents through them.  The input capacitors should be placed as close as possible  to the PGnd pad. The connection of the Vin pad to the Vin  power polygon should be low impedance, using several  vias in parallel. The layout must ensure minimum length  ground path and enough copper for input and output  capacitors with a direct connection.  The iP1827 has a local power ground pad called Bias Gnd  (pin 12) for bypassing Vcc or PVcc supplies. The analog or  signal ground, LGnd, is used as a separate control circuit  ground to which all signals are referenced. The analog   Enough copper  & minimum length  ground path between  Input and Output All bypass caps  (Marked in Cyan) should be  placed as close as possible  to their connecting pins BiasGnd  Single Point Connection  of AGND and BiasGnd  Resistors Rt (marked in Brown)  should be placed as close as  possible to their pins Compensation parts  (Marked in dark blue)  ...

Page 34

LGND Figure 35b: IRDC1827 demoboard layout considerations – Bottom Layer  GND PGND AGND Figure 35c: IRDC1827 demoboard layout considerations –  Mid Layer 1  SW PGND Figure 35e: IRDC1827 demoboard layout considerations –  Mid Layer 3  34 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator    VOUT PGND Vin Vin PGnd GND SW AGnd Vin PGND Vout Vin   Figure 35d: IRDC1827 demoboard layout considerations –  GND   Figure 35f: IRDC1827 demoboard layout considerations –  iP1827 Remote sense traces, tapped  at a low impedance node,   such as across a capacitor,  shielded by PGND layer are  routed very close to each other  ...

Page 35

METAL AND COMPONENT PLACEMENT  * Contact International Rectifier to receive an electronic PCB Library file in your preferred format. 35 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  Figure 36: PCB Metal and Component Placement        iP1827 97599 ...

Page 36

SOLDER RESIST   It is recommended that the lead lands are Non  Solder Mask Defined (NSMD). The solder resist  should be pulled away from the metal lead lands  by a minimum of 0.025mm to ensure NSMD  pads.   The three power land pads should be Solder  Mask Defined (SMD), with a minimum overlap of  the solder resist onto the copper of 0.05mm to  accommodate solder resist mis‐alignment.     * Contact International Rectifier to receive an electronic PCB Library file in your preferred format. 36 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator   Ensure that the solder resist in‐between the lead  lands and the pad land is ≥ 0.15mm due to the high  aspect ratio of the solder resist strip separating the  lead lands from the power pad lands.  Figure 37: Solder resist  iP1827 97599 ...

Page 37

STENCIL DESIGN   The Stencil apertures for the lead lands should be  approximately 80% of the area of the lead pads.  Reducing the amount of solder deposited will  minimize the occurrences of lead shorts. If too  much solder is deposited on the three power  land pads the part will float and the lead pads will  be open.  * Contact International Rectifier to receive an electronic PCB Library file in your preferred format.  37 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator   The maximum length and width of the power land  pads stencil aperture should be equal to the solder  resist opening minus an annular 0.2mm pull back to  decrease the incidence of opens to the lead lands or  use the recommended stencil design below.        Figure 38: Stencil design      iP1827 97599 ...

Page 38

MARKING INFORMATION    A1 Marking     Date Code   Assembly Lot Code   Part Number   PACKAGE INFORMATION   38 January 24, 2011   |   V1.2  Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  Synchronous Buck Regulator  International  Rectifier Logo  YYWW xxxxxx 1827PBF CS Factory Code Figure 39: Marking Information  Figure 40: Tape and Reel Information   iP1827     97599 ...

Page 39

Highly Integrated 25A Single‐input Voltage,  7.650 [0.301] 0.15 [.006 CORNER ID TOP VIEW 7.32 3.62 2.41 1.35 0.28 0.36 1.21 1.43 2.05 2.49 3.56 3.86 4.63 4.71 5.69 6.76 7.27 Figure 41: Mechanical Outline Drawing  IR WORLD HEADQUARTERS: 39 January 24, 2011   |   V1.2  Synchronous Buck Regulator      B ...